Улучшенный вариант транзисторного усилителя "с трансформаторным сердцем"

В качестве результата моих пятилетних экспериментов с транзисторным усилителем «с трансформаторным сердцем» предлагается улучшенный вариант его конструкции.

Достоинствами усилителя «с трансформаторным сердцем» можно считать:

• близкое к ламповому «живое» звучание из-за малого количества элементов в тракте и отсутствия общей ООС;
• нечувствительность выхода к короткому замыканию (КЗ), за счёт того, что в случае КЗ базовые токи выходных транзисторов возрастают настолько, что фактически шунтируют вторичные обмотки межкаскадного трансформатора;
• гальваническая развязка входа и выхода, упрощающая в некотором смысле монтаж входных и выходных земляных цепей при использовании общих источников питания для обоих каналов усилителя.

За основу была взята исходная схема усилителя:

Основные недостатки этой схемы:

• большие искажения, возникающие из-за повышенной нагрузки на обмотки межкаскадного трансформатора базовыми токами выходных транзисторов («загибание» полуволн синусоиды), особенно при небольших коэффициентах усиления выходных транзисторов или при увеличении тока покоя, или при увеличении выходной мощности / уменьшении сопротивлении нагрузки (см. пример такой осциллограммы на фото ниже);
• очень сильный нагрев мощных резисторов (220 Ом) в базовых делителях выходных каскадов, что исключает размещение этих резисторов (ПЭВ-10) на плате или рядом с транзисторами ВК;
• плохая термостабильность тока покоя и «нуля» на выходе;
• чрезмерная чувствительность исходного драйверного каскада на BF256B+КП901 (КТ972) к пульсациям источника питания (в результате мне так и не удалось полностью избавиться от фона переменного тока);
• наличие разделительного конденсатора между драйвером и согласующим трансформатором;
• большое выходное сопротивление выходного каскада (порядка 10 Ом), хотя последнее обстоятельство по идее свидетельствует о токовом выходе.

В результате исследования экспериментального варианта V1.0 этого усилителя удалось устранить «уход нуля» и избавиться от разделительного конденсатора за счёт применения оригинальных серво-узлов как в драйверном каскаде, так и в оконечном. В драйверном каскаде в качестве нагрузки выходного повторителя на транзисторе КП901А был применён источник тока на аналогичном приборе, что снизило искажения драйвера. Выяснилось, что оконечный каскад усилителя должен быть обязательно запитан от стабилизированного источника питания. К сожалению, из-за сохранившихся недостатков эту конструкцию впоследствии пришлось демонтировать, несмотря на то, что она уже была собрана в корпусе:

Однако, идея доведения «до ума» рассматриваемой концепции усилителя долго не давала мне покоя. В новой «улучшенной» версии V2.1 все указанные выше недостатки удалось нейтрализовать:

• искажения выходного каскада, вызванные нагрузкой на согласующий трансформатор, удалось снизить за счёт применения в выходном каскаде составных транзисторов разной проводимости по схеме Шиклаи (правда, теперь для защиты ВК от КЗ пришлось вводить специальный узел);
• за счёт снижения базовых токов ВК увеличены номиналы резисторов базовых делителей, и поэтому значительно уменьшился их нагрев;
• стабильность тока покоя выходного каскада обеспечивается подбором номиналов терморезисторных цепочек, а для поддержания «нуля» на выходе применён серво-узел;
• в качестве драйвера, работающего на первичную обмотку согласующего трансформатора, применён каскодный повторитель на мощных JFET транзисторах КП903Б с токовым выходом, нечувствительный к пульсациям источника питания и не требующий выходного разделительного конденсатора;
• относительно низкое выходное сопротивление ВК (порядка 1 Ом).

К сожалению, и в новой версии оконечного каскада усилителя «с трансформаторным сердцем» сохранились некоторые старые проблемы:

• необходимость точного (1..2%) подбора всех транзисторов оконечных каскадов по коэффициентам усиления;
• необходимость намотки межкаскадных трансформаторов;
• необходимость применения двухполярного стабилизатора напряжения для питания оконечных каскадов с относительно большими номиналами электролитических конденсаторов в выпрямителях;
• повышенная чувствительность к магнитным наводкам и необходимость экранировки как межкаскадных трансформаторов, так и силовых, вследствие чего конструкция получается довольно громоздкой;
• трудоёмкость процесса подбора номиналов термостабилизирующих цепочек, поддерживающих постоянство тока покоя.

Рассматриваемый усилитель при питании выходных каскадов стабилизированным напряжением ±21..22В, при токе покоя 300 мА и при сопротивлении нагрузки 8 Ом обладает следующими основными характеристиками:

• Номинальная выходная мощность: ~20 ватт;
• Коэффициент нелинейных искажений, не более: при выходной мощности 1 Ватт — 0,1%, при выходной мощности 5 Ватт — 0,8%, при выходной мощности 10 Ватт — 0,2%, при выходной мощности 20 Ватт — 0,9%, при выходной мощности 30 Ватт — 10% (спектры гармоник приведены в конце статьи);
• Полоса воспроизводимых частот при неравномерности АЧХ не более ±0,5 дБ: 10 Гц..100 кГц;
• Скорость нарастания выходного напряжения: 20..30 В/мкс;
• Чувствительность 0,75 В;
• Выходное сопротивление: ~1 Ом;
• Постоянное напряжение на выходе, не более: ±2 мВ.

Рассмотрение схемы усилителя начнём с оконечного каскада (одного канала):

Самые лучшие результаты удалось получить с показанным на схеме включением транзисторов, когда ограничивающие резисторы R21, R22 включены в эмиттеры оконечных транзисторов Q7, Q8, и их базовые резисторы R18, R19 соединены с эмиттерами указанных транзисторов (контрольные точки КТ1, КТ4), а не с выходом усилителя (контрольные точки КТ2, КТ3). Таким образом в каждом плече выходного каскада (ВК) образуется местная ООС, заметно улучшающая линейность схемы. В случае включения ограничивающих резисторов в коллекторы выходных транзисторов значительно упрощается реализация защиты усилителя от КЗ, но многие параметры усилителя ухудшаются (например, появление широкого и медленно спадающего спектра всех гармоник выходного сигнала в виде «гребёнки» при всех уровнях мощности, особенно при малых, сильные выбросы на прямоугольном сигнале, снижение скорости нарастания выходного напряжения и т.д.).

Узел защиты от КЗ выделен на схеме красным цветом. Изначально в качестве Q1 и Q4 ставились биполярные транзисторы MMBT5401 и MMBT5551, но с ними срабатывание узла защиты от КЗ сопровождалось возбуждением ВК на высоких частотах (порядка 1 МГц). И хотя даже в этом случае узел защиты выполнял свою основную функцию по защите выходных транзисторов, пришлось искать пути устранения этого неприятного эффекта, и его экспериментально удалось устранить заменой Q1 и Q4 на маломощные MOSFETы соответственно типа BSS84 и BSS138. С указанными на схеме номиналами узел защиты ограничивает ток через нагрузку на безопасном уровне примерно ~2,5 А.

При работе на 4-омную нагрузку номиналы резисторов R15, R16 целесообразно увеличить до 2 кОм, повысив порог срабатывания защиты от КЗ примерно до 3,5А.

Элементы серво-узла показаны на схеме зелёным цветом. Этот узел реализован на сдвоенном ОУ AD712 (возможна его замена на TL082 с небольшим увеличением смещения «нуля» на выходе), на основе известной схемы из так называемого усилителя Никитина. Выход ОУ соединён с базами транзисторов ВК через резисторы R31, R32, что позволяет эффективно управлять открытием и закрытием выходных транзисторов. Заметим, что предлагаемый вариант управления смещением ВК возможен только для показанного на схеме случая, когда эмиттеры транзисторов Q5, Q6 «привязаны» к шинам +E и -E питания ВК, а не к выходу усилителя (при альтернативном включении транзисторов).

Снятие перемычки Jmp1 «Servo» необходимо на этапе настройки усилителя. Ток покоя усилителя выставляется потенциометрами R7, R12 поочерёдно в каждом плече ВК по падению напряжения на резисторах R21 (КТ1-КТ2) и R22 (КТ3-КТ4) с одновременным контролем постоянного выходного напряжения смещения (КТ8-КТ6). Это напряжение необходимо установить минимально возможным, чтобы «облегчить» работу серво-узла.

Кроме того, необходимо проконтролировать поведение выходного напряжения смещения при прогреве. В случае его дрейфа «вверх» необходимо уменьшить номинал резистора R13, а в случае ухода «вниз» — уменьшить номинал резистора R14. Подбором указанных резисторов необходимо добиться, чтобы не было устойчивой тенденции к заметному «уходу» выходного смещения — оно должно колебаться в определённых пределах относительно некоторого среднего значения. Если же наблюдается устойчивая тенденция снижения тока покоя при прогреве, то номиналы обоих резисторов R13, R14 следует увеличивать, а если ток покоя устойчиво растёт, то эти номиналы нужно уменьшать.

Уход рабочей точки ВК может быть обусловлен как разбросом коэффициентов усиления транзисторов, так и номиналов терморезисторов NTC1, NTC2. Кроме того, следует исключить возможность локального нагрева / охлаждения отдельно какого либо плеча ВК. В рассматриваемой конструкции выходные транзисторы Q7, Q8 закреплены недалеко друг от друга на дюралевой пластине размерами 12x50x100 мм через слюдяные прокладки. На той же пластине через клейкие силиконовые прокладки закрепляются транзисторы Q5, Q6:

Предоконечные транзисторы Q5, Q6 греются не сильно, но из-за их локального нагрева при отдельном монтаже на печатную плату ток покоя ВК будет неконтролируемо «убегать». По этой причине транзисторы ВК Q5..Q8 и терморезисторы NTC1, NTC2 должны иметь общий тепловой контакт с общим радиатором, без возможности локального нагрева / охлаждения какого-либо одного из указанных компонентов:

Терморезисторы NTC1, NTC2, запаянные снизу платы, прижимаются к корпусам выходных транзисторов Q7, Q8 за счёт пружинящих свойств их упругих проволочных контактов:

Настройку ВК по постоянному току можно проводить без межкаскадного трансформатора, замкнув проволочными перемычками контакты клеммников In1-, In1+ и In2-, In2+ (как видно на последнем фото). Выходные транзисторы Q7, Q8 можно запаять на плату, но при каждом её снятии придётся откручивать и «отрывать» транзисторы со слюдой и термопастой от дюралевой пластины, что не очень удобно. Гораздо удобнее подсоединять выходные транзисторы через угловые клеммники (особенно, если выводы у мощных транзисторов были укорочены, как в моём случае). Для снятия платы предоконечные транзисторы Q5, Q6 по любому придётся откручивать, но если соответствующие силиконовые прокладки приклеить к дюралевой пластине, то с этим особых неудобств не возникает. Высота монтажных стоек для установки плат — 13..14 мм (если они будут длиннее, то может не хватить длины выводов транзисторов Q5, Q6, и их придётся наращивать, а если короче, то под платой не поместятся транзисторы Q7, Q8 и терморезисторы NTC1, NTC2).

В конструкции использованы выходные мощные транзисторы 2SC5200 и 2SA1943 в корпусах TO-264. Коэффициенты усиления транзисторов измерялись (после закреплении на радиаторе) при токе коллектора 1А и напряжении 5В (а лучше 20В) с помощью советской приставки Р4330 к мультиметру:

Удалось подобрать две пары 2SC5200/2SA1943: с коэффициентами усиления 111/111 (для левого канала) и 114/115 (для правого канала). Коэффициенты усиления транзисторов 2SB1109C/2SD1609C измерялись при токах коллектора 5 мА: удалось отобрать две пары транзисторов со значениями  144/144 (для левого канала) и 143/143 (для правого канала). Не следует использовать для указанных измерений китайские универсальные тестеры — они могут показать совершенно некорректные значения.

Раньше моё отношение к транзисторам 2SC5200/2SA1943 нельзя было назвать хорошим, я их считал «дубовыми». Но когда поближе познакомился с их характеристиками, был удивлён. Зависимость тока коллектора транзисторов 2SC5200 от напряжения база-эмиттер — практически линейная до тока 8А и выше:

Коэффициент усиления мало зависит от тока коллектора:

Оказалось, что среди имеющихся у меня фирменных запасов 2SC5200/2SA1943 отобрать подходящие пары оказалось гораздо проще, чем среди «хвалёных» MJL21194G/MJL21193G (коэффициент усиления у последних оказался заметно ниже, причём у транзисторов N-P-N структуры он ещё ниже, чем у P-N-P).

Все имеющиеся у меня аудиотранзисторы 2SB1109C/2SD1609C (даже купленные на алиэкспресс) тоже оказались очень хорошими: разброс параметров даже из разных партий у них небольшой, в том числе и между структурами N-P-N и P-N-P. По справочным данным зависимость тока коллектора транзисторов 2SD1609 от напряжения база-эмиттер также очень линейная:

а их коэффициенты усиления строго постоянны в диапазоне токов коллектора от 1 до 20 мА, что подтверждают реальные измерения:

В результате серии тщательных процедур установки и контроля тока покоя номиналы резисторов R13, R14 в левом канале получились по 39 Ом, в правом канале: 33 Ом и 36 Ом соответственно (в правом канале транзисторы ВК имеют бóльшие коэффициенты усиления, поэтому подобранные оптимальные номиналы резисторов получились чуть меньше, и смещение «нуля» на выходе при одинаковых номиналах резисторов с прогревом имело тенденцию к увеличению, так что в верхнем плече номинал резистора пришлось уменьшать). На всю эту процедуру для правого канала у меня ушло два дня, с левым каналом всё получилось достаточно быстро. В результате после подачи питания токи покоя в обоих каналах «разгоняются» до номинальных значений примерно в течение минуты, и остаются стабильными после прогрева и даже воспроизведения музыки. Ток покоя может колебаться в определённых пределах каждые несколько секунд в одну или другую сторону, но в целом тепловые процессы достаточно инерционны, и на протяжении 10..30 минут у тока покоя не должно быть устойчивой тенденции к постоянному снижению или увеличению. Это относится и к смещению «нуля» на выходе.

Резисторы 47 Ом, подключённые параллельно потенциометрам R7, R12, не имеют на схеме позиционных обозначений, и служат для увеличения плавности регулировки тока покоя (можно также в качестве R7, R12 применить многооборотные потенциометры с номиналом 20 Ом). Аналогичную функцию выполняют резисторы R8, R11.

Резисторы R17, R20 были введены для экспериментов, и должны быть заменены перемычками. При номиналах этих резисторов в единицы Ом снижается коэффициент усиления ВК, при этом увеличиваются искажения. Резисторы R33, R34 служат для закрытия транзисторов Q5, Q6, если  к контактам In1+ и In2+ по какой-то причине не были подключены обмотки межкаскадного трансформатора.

При настройке и монтаже следует соблюдать осторожность — ни в коем случае нельзя «коротить» контакты In1-, In1+, In2-, In2+ на землю — сразу «вылетят» транзисторы Q5 или Q6 (к, сожалению, был горький опыт, хорошо, что был запас транзисторов, может уже и не столь тщательно подобранных в пары).

Всё усиление сигнала происходит в ВК — общий коэффициент его усиления достаточно высок и составляет более 30. Поэтому крайне важно обеспечить надёжное экранирование как межкаскадных трансформаторов, так и сигнальных проводов, идущих от их обмоток. Четыре обмотки межкаскадного трансформатора включены так: первичная обмотка состоит из двух последовательно включённых обмоток I и II, а две вторичных III и IV формируют коэффициенты трансформации 2:(1+1) для каждого из плеч ВК.

Для намотки межкаскадного трансформатора (он не имеет немагнитного зазора) можно использовать подходящие сердечники от обычных трансформаторов. Например, в начальном варианте я пробовал использовать сердечники ШЛ15x25 от дросселей ДР2,3-0,21II2, с намоткой в 4 провода ПЭТВ-2 0,224, по 450 витков (или до заполнения каркаса). Результат получился вроде бы неплохой, но и не самый лучший: индуктивность каждой из 4-х обмоток получилась примерно по 2,2 Гн (лучше больше) при активном сопротивлении 22 Ом (лучше меньше).

При изготовлении трансформатора для уменьшения искажений желательно использовать специальное нанокристаллическое железо для аудио. Так, при использовании тороидального сердечника MSTAN-45S-TH типоразмера К45x25x20 с намоткой в 4 провода по 200 витков ПЭЛШО-0,335 индуктивность каждой обмотки составила 8 Гн (а общая индуктивность двух последовательно включённых первичных обмоток будет уже около 30 Гн) при активном сопротивлении всего 3,3 Ом!

Трансформаторы в экранах лучше разместить так, чтобы их силовые линии были перпендикулярны силовым линиям силовых трансформаторов, например:

С такими компактными трансформаторами проблем с хорошей экранировкой не возникает (использованы железные экраны 65x65 мм высотой 80 мм и толщиной 1,1 мм):

Для достижения хорошей формы прямоугольного сигнала на вторичных обмотках трансформаторов необходимо подобрать оптимальные номиналы демпфирующих цепочек Rд1, Cд1, Rд2, Cд2 (можно использовать керамику NP0):

Демпфирующие цепочки монтируются на нижней стороне платы межкаскадного трансформатора.

В качестве драйверов для работы на первичные обмотки межкаскадных трансформаторов использованы каскодные повторители на транзисторах КП903 (первый экземпляр, описанный в указанной статье, с рабочим током порядка 90 мА):

Испытания этой схемы показали очень низкий уровень гармоник на её выходе. Принцип работы и порядок настройки этого узла здесь не рассматриваются.

Можно применить и другую конструкцию повторителя, например, буферный каскад на транзисторах КП902А, описанный в статье Я. Токарева «Регулятор громкости с буферным каскадом», «Радио», N3, 2009, с.12-14. При достаточно высокой индуктивности первичной обмотки межкаскадного трансформатора (в нашем случае порядка 30 Гн, что соответствует реактивному сопротивлению около 1,9 кОм на частоте 10 Гц) можно попробовать применить каскодный повторитель с рабочим током 10..20 мА на маломощных JFETах, имеющих высокую крутизну (для получения малого выходного сопротивления), например, BF862, 2SK152-2, совместно с транзисторами J310 (MMBFJ310), J111 и т.п. Однако, такие варианты могут оказаться более требовательными к пульсациям источника питания.

В качестве источника питания обоих каналов драйвера применён простейший двухполярный стабилизатор напряжения с максимальным током до 300 мА, учитывая невысокую требовательность к питанию мощных каскодных повторителей на транзисторах КП903. Для питания оконечных каскадов применён общий на два канала двухполярный стабилизатор с очень низким минимальным падением напряжения на регулирующих элементах (минимум 1В). Схема такого стабилизатора была подробно описана в журнале «Радио», №5, 2012, с.18-20:

Так как выходные каскады усилителя не имеют общей ООС и чрезвычайно чувствительны к пульсациям напряжения питания, применение стабилизаторов со значительным коэффициентом подавления пульсаций является необходимостью (а ещё и потому, что ток покоя ВК очень сильно зависит от величин питающих напряжений). Экспериментально установлено, что для снижения уровня пульсаций до приемлемого уровня (даже со стабилизаторами) суммарная ёмкость конденсаторов фильтров в каждом плече выпрямителя C1+C2+C6 и C3+C4+C12 должна быть не менее 30000 мкФ. Кроме того, уровень фона при использовании двух отдельных выпрямителей VD1..VD4 и VD5..VD8 получается ниже, чем при использовании одного общего выпрямителя на двойную обмотку трансформатора со средней точкой.

При использовании указанного на схеме готового трансформатора ТТП-120 2x18В (с двумя домотанными обмотками для питания каскодных повторителей) и при токе покоя ВК 300 мА выходные напряжения стабилизаторов пришлось снизить до ±21В. Но даже с таким питанием номинальная выходная мощность усилителя на нагрузке 8 Ом достигает примерно 20 Ватт, а максимальная — 30 Ватт с коэффициентом гармоник 10%, когда наступает плавное ограничение выходного сигнала:

По-хорошему, выходные напряжения силового трансформатора нужно увеличить хотя бы до 2x22В, тогда выходные напряжения стабилизаторов тоже можно было бы повысить, с ростом выходной мощности.

Номиналы емкостей сетевого фильтра оказывают влияние на звук (на схеме указаны оптимальные номиналы по 0,22 мкФ).

Для защиты акустических систем от постоянного напряжения использована схема, которая применялась в экспериментальной версии усилителя. Она имеет очень высокую чувствительность (±0,7В) и не требует для своей работы отдельных обмоток трансформатора, а также потребляет незначительный ток:

Режим работы узла защиты отображается с помощью двухцветного светодиода HL1 с общим катодом. При подаче питания узел задержки обеспечивает подключение акустических систем с задержкой примерно 4 секунды на время переходных процессов в усилителе. 

Практически все узлы усилителя собраны на печатных платах. Заводские платы использованы только для монтажа выходных каскадов и драйверов, все остальные платы выполнены методом ЛУТ. Рисунки печатных плат и гербер-файлы (кроме плат каскодного повторителя на КП903) прикреплены во вложениях к статье.

В отдельном «приватном» вложении (требуется регистрация) прикреплена модель усилителя в эмуляторе Multisim 14.

В заключение приведём результаты измерения спектра выходного сигнала при разных уровнях выходной мощности (для правого канала коэффициенты гармоник получились чуть-чуть ниже, чем в левом, вероятно, за счёт более высоких коэффициентов усиления выходных транзисторов, но в целом картина такая же). Измерения проводились с использованием измерительного комплекса Шмелёва с уровнем собственных искажений и шумов на уровне примерно -90 дБ и Кг≈0,02%, на базе ноутбука Lenovo Ideapad S10.

Спектр при выходной мощности 1 Ватт, Кг≈0,08..0,11%:

Спектр при выходной мощности 5 Ватт, Кг≈0,6..0,8% (похоже, здесь существует какой-то локальный максимум коэффициента нелинейных искажений):

Спектр при выходной мощности 10 Ватт, Кг≈0,18..0,19% (это похоже на локальный минимум коэффициента нелинейных искажений):

Спектр при выходной мощности 20 Ватт (уже почти наступает ограничение выходного сигнала), Кг≈0,5..0,9%:

Спектр при выходной мощности 30 Ватт (ограничение выходного сигнала), Кг≈10%:

Звучание усилителя мне понравилось, оно «живое», с насыщенным басом и хорошей локализацией инструментов, напоминает «безоосный» Цирклотрон.

По всей видимости, можно добиться снижения коэффициента гармоник при дальнейшем увеличении тока покоя до 400..500 мА.

P.S. Можно взять макет этого усилителя на прослушивание (самовывоз). В наличии остались заводские печатные платы оконечного каскада усилителя V2.0 (требуются незначительные изменения для V2.1) и каскодного повторителя на КП903. В наличии имеются два готовых межкаскадных трансформатора на железе ШЛ15x25 от дросселей ДР2,3-0,21II2.